В измерительной аппаратуре часто требуется постоянный 180-градусный сдвиг СВЧ сигнала в некоторой полосе частот. В двухканальной схеме инвертора, представленной на рис.1, разностный фазовый сдвиг 180 градусов получается за счет коммутации каналов при помощи двух pin-диодов, имеющих два состояния сопротивления: Z = 0 и Z = ∞ . Чтобы скачок фазы Δφ в полосе частот был постоянным в полосе частот, в качестве короткого «нулевого» канала можно использовать связанную линию. За счет дисперсионных свойств наклон ее ФЧХ в районе электрической длины θ = 90°увеличивается с ростом электромагнитной связи между проводниками [1, с. 34].
На рисунке 1 приведена схема инвертора. Электрическая длина связанной линии на центральной частоте диапазона f0 выбирается равной θ = 90°.

передачи (2), схема инвертора.
В состоянии, когда Z1 = ∞, а Z2 = 0, сигнал проходит по связанной линии, т.к. часть участка длинного канала после Z2 образует разомкнутый четвертьволновый шлейф, нулевое входное сопротивление которого в точки разветвления каналов трансформируется в Zвх2 = ∞ (фазочастотная характеристика 1). При изменении значений сопротивлений диодов на противоположные: Z1 = 0, и Z2 = ∞ – сигнал пойдет по несвязанной линии, т.к. участки связанной линии образуют короткозамкнутые четвертьволновые шлейфы с Zвх = ∞ (фазочастотная характеристика 2).
Величиной связи наклон фазочастотной характеристики короткого канала в рабочей полосе частот подбирается таким образом, чтобы разность фаз Δφ каналов оставалась постоянной.
Расчет инвертора проделан матричным методом с наложением соответствующих граничных условий. На рисунке 2 приведены расчетные схемы переключаемых каналов.
Матрица передачи А восьмиполюсника 1-го канала на связанных линиях имеет вид [2, с. 76]:
где U – матрица нормированных комплексных амплитуд напряжений, составленная из собственных векторов произведения матриц погонных параметров R, L, G, C связанных линий К= ZY = (R– jωL)(G + jωC) ; I = –YU Г-1 – матрица нормированных комплексных амплитуд токов; Г, ch Гℓ, sh Гℓ – диагональные матрицы с элементами γi, ch γiℓ, sh γiℓ соответственно; γi = αi + βi – постоянные распространения нормальных волн, определяемых из собственных значений матрицы К; ℓ – геометрическая длина связанных линий.
Свойства взаимности и симметрии проявляются для блочных матриц в виде: A11= At22, A12= At12, A21= At21, (t – знак транспонирования) и к тому же они повторяют структуру матрицы К.
Для перехода к четырехполюснику 1-ого канала, накладывая соответствующие граничные условия U4 = U3, I4 = U3/Z1– I3, получим:
Выражая U3, I3 из второй группы уравнений и подставляя в первую, найдем матрицу передачи четырехполюсника 1-ого канала:
Для 2-го канала на несвязанной линии матрицы передачи восьмиполюсников А1, А2 и А3, соединенных каскадно, соответственно имеют вид:
Общая матрица передачи 2-го канала: B = А1· А2· А3, где А3 = А1.
Для перехода к четырехполюснику накладываются соответствующие граничные условия : I8 = – I7, U8 = U7. В результате получается:
Выражая U7, I7 из второй группы уравнений и подставляя в первую, найдем матрицу передачи четырехполюсника 2-ого канала:
Результирующая расчетная схема инвертора представляет собой параллельное соединение каналов, поэтому удобнее перейти к матрицам проводимостей четырехполюсников, изображенных на рисунке 3 а).
Соответственно для 1-го и 2-го каналов получаем:
I΄1 = Е22/Е12 · U΄1 – 1/Е12 · U΄2 I΄2 = 1/Е12 · U΄1 – Е11/Е12 · U΄2
I˝1 = D22/D12 · U˝1 – 1/D12 · U˝2 I˝2 = 1/D12 · U˝1 – D11/D12 · U˝2
С учетом граничных условий:
I1 = I΄1 + I˝1 ; I2 = I΄2 + I˝2 ; U1 = U΄1 = U˝1 ; U2 = U΄2 = U˝2 ,
элементы матрицы проводимостей инвертора приобретут вид:
Y11 = Е22/Е12 + D22/D12 Y12 = – ( 1/Е12 + 1/D12 )
Y21 = 1/Е12 + 1/D12 Y22 = – (Е11/Е12 + D11/D12 ) .
По условиям симметрии и взаимности четырехполюсников ( Е22 = Е11, D22 = D11 ) результирующий четырехполюсник имеет только два независимых параметра:
Y11 = – Y22 и Y12 = – Y21 .
варианты увеличения связи между линиями в).
По найденным значениям Y- параметров определяются параметры инвертора: КСВн, фазочастотные характеристики, Δφ, потери в полосе частот.
На рисунке 3 б) показан экспериментальный макет инвертора на микрополосковых линиях, выполненный на поликоровой подложке толщиной h = 0.5 мм с диэлектрической проницаемостью ε = 9.8 .
(С целью исключения операции сверления отверстий в поликоровой подложке для установки параллельного диода, он подключен последовательно с разомкнутым четверть волновым шлейфом).
Ниже приведена схема замещения диодов в двух состояниях:
В другом состоянии инвертора значения сопротивлений диодов меняются местами.
Погонные параметры микрополосковых линий рассчитаны комбинированным методом: конформных преобразований с последующим применением сеточного метода [3, с. 108]. Для достижения необходимой электромагнитной связи между проводниками требуется довольно малый зазор. Увеличить связь можно добавлением третьего проводника в области зазора [1, с. 34] или переходом к компланарной линии, показанной на рисунке 3 б), погонные параметры которой находятся комбинированным методом [3, с. 108].
КСВн, фазочастотные характеристики, Δφ, затухание определены по известным формулам [4].
Макет с коммутационными pin-диодами 2А503А в 12% полосе частот с центральной частотой f0 = 3 ГГц показал следующие значения: Δφ = 180±3°, КСВн не более 1.2 и затухание L ≤ 0.8 дб. Параметры коммутационных pin-диодов 2А503А в расчетах принимались равными: Rd1 = 0.1 Ом во включенном и, соответственно, Сd = 1.2 нФ, Rd2 = 2 кОм в выключенном состояниях.
На рисунке 4 даны расчетные и экспериментальные характеристики инвертора.
Рисунок 4. Δφ – фазовый сдвиг, L – потери дб.
Сплошные линии – расчет, пунктирные – эксперимент.
Библиографический список
- Вершинин И.М. Расчет и проектирование механического фазовращателя на связанных линиях. // ВИМИ, “Военная техника и экономика” , 1978. 4.
- Вершинин И.М. Фазовращатель на коммутируемых каналах. // Радиоэлектроника. 1990. № 1. с. 76-77.
- Вершинин И.М. Расчет емкостной матрицы планарных линий // Ползуновский альманах. Виртуальные и интеллектуальные системы. 2011. № 2. с. 108-110.
- Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1971.